基于无源辅助谐振换流的新型软开关变换器

基于无源辅助谐振换流的新型软开关变换器

褚恩辉，刘秀翀，于万淼，张化光

(东北大学信息科学与工程学院 沈阳 110004)

摘 要：提出了一种无源辅助谐振换流新型软开关变换器。即通过采用简单的无源辅助谐振网络实现了开关管的软开关，开关管电压电流应力小，解决了输出二极管反向恢复问题。特别适用于以IGBT作为开关器件的高电压大功率场合。本文以其在Boost变换器的应用为例分析了它的工作原理，软开关实现条件，给出了谐振参数的设计方法，该软开关设计思想可以推广到其它基本的DC-DC变换器中。制作了一个使用IGBT的5 kW–20 kHz的实验样机，通过仿真和实验验证了该变换器的有效性。 关键词：无源DC-DC变换器；软开关；脉宽调制技术

中图分类号：TM4 文献标识码：A 国家标准学科分类代码：470⋅40

*

Novel soft switching converter with passive auxiliary resonant commutation

Chu Enhui, Liu Xiuchong, Yu Wanmiao, Zhang Huaguang

（College of Information Science & Engineering Northeastern University, Shenyang 110004, China）

Abstract：A novel soft switching converter with passive auxiliary resonant commutation is presented in the paper. Soft switching of the switch can be achieved by using a passive auxiliary resonant network. It is very attractive for the high power application where IGBT is predominantly used as the power switch. Its operation principle is ana-lyzed through its application to boost converter. The condition of soft switching and the design considerations are analyzed in detail. The novel soft switching cell can be also used in other basic dc-dc converter. A 5 kW–20 kHz prototype that uses IGBT was made. The effectiveness of the proposed converter is confirmed by the simulation and experiment results.

Key words：passive DC-DC converter; soft switching; PWM technology

确立了主流地位，可以认为未来软开关电路的发展趋势是以无源软开关拓扑电路为主[9-10]。

近些年关于无源软开关拓扑电路的研究取得了一定的成果[11-14]，推动了无源软开关变换器的发展，但是仍然需要进一步的完善。如开关管电压电流应力大、二极管反向恢复、网络过于复杂、实用性差等问题。特别是在对开关功率器件模块化要求越来越高的今天，可供放置吸收元件的拓扑空间越来越小，因此无源软开关技术因其特殊结构和难度而仍处在进一步研究和发展中。本文提出一种新型的无源软开关变换器，它通过采用简单的无源辅助谐振网络实现了开关管的软开关，开关管的电流电压应力小，解决了二极管反向恢复问题，可用于IGBT作为开关器件的高电压、大功率场合。

1 引 言

随着电力电子技术向着高、高功率密度趋势发展，硬开关工作方式的开关损耗及电磁干扰(EMI）问题日益突出。从提高变换效率、器件利用率，增强电磁兼容性以及装置的可靠性着眼，软开关技术对任何开关功率变换器都是有利益的[1-5]。软开关技术按照有无辅助开关器件可以分为两大类：有源软开关技术[6-8]和无源软开关技术。无源软开关技术与有源软开关技术之相对照,采用串电感与并电容的方法来降低开关器件开通时的电流变化率和关断时的电压变化率，实现零电流开通和零电压关断，适用于所有工作模式、控制策略, 附加成本低, 工作效率、可靠性较高，在工业界单端变换器制造领域基本

收稿日期：2009-04 Received Date：2009-04

*基金项目：国家863计划重点项目(2006AA04Z183)、国家教育部回国人员启动基金资助项目

2348 仪 器 仪 表 学 报 第30卷

2 回路拓扑和工作原理

2.1 回路拓扑

新型无源辅助谐振变换器主电路拓扑如图1所示。S1、Do、Lo和Co分别为回路的开关管、输出整流二极管、输入滤波电感和输出滤波电容。无源辅助谐振网络由辅助谐振电感L1、主谐振电容C1和辅助谐振电容C2、二极管D1、D2、D3组成。

理想的，输入滤波电感Lo足够大，用恒流源ILo代替。② 输出滤波电容Co足够大，用恒压源Vo代替。设t＝t0以前，开关S1关断，主谐振电容C1的电压为输出电压Vo，辅助谐振电容C2电压为零。一个开关周期内有９种运行模式，如图2和图3所示。

图1 新型无源辅助谐振变换器 Fig.1 New passive auxiliary resonant converter

2.2 基本工作原理

图2和图3分别给出了变换器工作时的主要波形和模式图。图中vg为开关管S1的驱动波形。S1的导通时间ton= DT/2（D：占空比，T：变换器的工作周期）。

为简化分析，做如下假设：① 电路中所有器件都是

图2 变换器主要工作波形 Fig.2 Key waveforms of the converter

图3 变换器模式图

Fig.3 Topological states of the converter

第11期 褚恩辉 等：基于无源辅助谐振换流的新型软开关变换器 2349

1)模式1：[t0～t1]如图3(a)所示。在t0时刻，开关管S1关断，在L1的作用下，S1为ZCS开通。在Do导通其间，L1两端始终被施加输出电压Vo，所以，L1的电流iL1从零开始线性上升，Do的电流从ILo开始线性减小．当Do的电流减小到零时，自然地ZCS关断。在这一模式中有：

iVo

L1=

Lt (1) 1

iDo

=ILo−Vo

Lt (2)

1

根据上式可求得模式1的工作时间t01为：

tL1

01=VILo (3)

o2)模式2：[t1～t2]如图3(b)所示。t1时刻，iDo=0，整流二极管ZCS关断，D2开通，L1通过D2与C1、C2发生谐振，C1放电，C2充电，有

iC1⋅C2

L1=ILo+C+C⋅Vo⋅ω1⋅sinω1t (4)

12v1

C1=C⋅Vo⋅(C1+C2⋅cosω1t) (5)

1+C2

vC1

C2=C⋅Vo⋅(1−cosω1t) (6)

1+C2

式中：ωC1+C21=

L⋅C。C1的电压vC1逐渐降低，模式2

11⋅C2的工作时间t12。

tLC1⋅C21⎛C112=1⋅C⋅cos−⎜−⎞

⎟ (7)

1+C2⎝C2⎠t2时刻，C2的充电电压和电流为： v(t2)=C1

C2C⋅Vo

2i(C2−C1)C2(t2)=C1L⋅Vo

1⋅C23)模式3：[t2～t3]如图3(c)所示。t2时刻，vC1=0，D1

开通，L1通过D1、D2与C2发生谐振，有，

iC1

L1=ILo−L⋅Vo⋅sinω2t+

1⋅C2C (8)

1(C2−C1)L⋅Vo⋅cosω2t

1⋅C2 vC1(C2−C1)C2=

C⋅Vo⋅sinω2t+

2C (9)

1

C⋅Vo⋅cosω2t2

式中：ω2=1L⋅C。 12谐振电流逐渐下降，C2的电压vC2逐渐上升，模式2的工作时间t23

t23=L1⋅C2⋅cos−1⎛⎜C1⎞

⎝C2⎟⎠

(10)

t3时刻，C2的充电电压为： vC2(t3)=

C1C⋅Vo (11) 24)模式4：[t3～t4] 如图3(d)所示。t3时刻，谐振电流下降到零，二极管D1、D2关断，L1的电流iL1为输入滤波电感Lo的电流 ILo，C1、C2的电压保持不变，电路恢复到传统的PWM工作状态。

5)模式5：[t4～t5]如图3(e)所示。t4时刻，S1关断，S1的电流通过D1向C1换流，C1的电压从零开始上升，S1为ZVS关断。有

vILo

C1=C⋅t

1

C1的电压逐渐上升，模式5的工作时间t45 t145=

CI⋅⎛⎜1−C1⎞⎟Lo⎜⎝C2⎟⋅Vo ⎠t5时刻，C1的充电电压和电流为： vt⎛5)=⎜C1⎞C1(⎜1−⎝C⎟⎟⋅Vo 2⎠iC1(t5)=ILo

6)模式6：[t(5～t6]如图3所示。t)5时刻，C1的充电电压为vC1(t5)=1−C1C2⋅Vo时，二极管D3开通，C2通过D3放电，C2与C0、C1、L1发生谐振，C1的电压继续升高，在Co远远大于C1、C2、L1的条件下有：

v⎛C1C1⋅⎞C1=⎜⎜1−−C21−cosω3t⎝C2C1+C2()⎟⎟Vo (12) ⎠v⎡⎣−C1C(1−cosω3t)⎤⎥⎦⋅C1C2=⎢1C⋅Vo 1+C(13) 22iC2=C12L⋅Vo⋅sinω3t (14)

1(C1+C2)iC12L1=iC1=ILo−L(C)⋅Vo⋅sinω3t (15)

11+C2式中：ω3=

C1+C2LC。

1⋅1⋅C27)模式7：[t6～t7]如图3(g)所示。t6时刻，C1的充电电压为vC1(t6)=Vo时，二极管D2开通，辅助谐振电感L1的电流iL1通过D2、D3流向负载，L1的电流iL1线性下降。

8)模式8：[t7～t8]如图3所示。t7时刻，L1的电流iL1

线性下降到零时，D1、D2关断，Lo的电流ILo通过C2、

D3流向负载。

9)模式9：[t8～t9]如图3所示。t8时刻，C2的电压下降到零时，D3关断，整流二极管Do开通，电路又回到传

2350 仪 器 仪 表 学 报 第30卷

统的PWM工作状态。t9时刻，开关管S1开通，电路又重复上一个周期的工作。

1)负载电阻Ro

Vo2Ro= (22)

Po由于输出容量范围1~5 kW，所以依据式(22)求得负载范围32~160。输入滤波电感Lo的电流ILo：

Vo2

ILo= (23)

Vin⋅Ro

3 软开关条件分析

3.1 S1关断时的ZVS条件

要实现开关管S1的ZVS关断，关键在于模式1和模式2。模式１实现了输出整流二极管Do的零电流软关断，2)依据重负载（Ro=32）时的软开关条件式（18）有： 而Do的关断又为L1与C1、C2的谐振创造了条件。在模式2，要实现S1零电压开通必须保证vＣ1在开关管S1开通之前从Vo谐振到零，需要满足以下条件：

Ton≥t01+t12 (16) 式中：Ton为开关管S1脉冲宽度。

由式（3）和式（7）可求得Ton为：

ToLIC1C2on≥VLo+L1⋅⋅+C⋅cos−1⎛⎜−C1⎞

⎟ (17) 1C12⎝C2⎠

3.2 S1开通时的ZCS条件

在重负载时，要实现开关管S1的ZCS开通，关键在于模式7，C2的电压vC2下降到零之前，辅助谐振电感

L1的电流iL1必须下降到零，所以模式7的谐振电流的最大值如果大于输入滤波电感Lo的电流ILo，即满足下式

S1可实现ZCS开通。 VoL>ILo (18) 1C1在轻负载时，要实现开关管S1的ZCS开通，关键在于模式6，辅助谐振电感L1的电流iL1下降到零之前，C1的电压vC1必须充电至输出电压Vo，所以依据式(15)，模式6的谐振电流的最大值必须小于输入滤波电感Lo的电流ILo，其条件为：

C12L(C⋅Vo11+C2)定义如下2个特性评价参数k，α。 k=VoV α=ILoV⋅L1 (20) ininC1显然，要使开关管S1实现零电流开通，必须同时满足式（18）和式（19），用k，α表示有

C1C+C⋅k<α124 无源谐振网络参数的设计

在设计谐振网络参数时，输出额定功率Po=5 kW时的占空比D=0.5，输入电压Vin=200 V，输出电压Vo=400 V，输出容量范围1~5 kW，考虑到软开关实现条件，回路参数设计如下：

256⋅C1>L1 (24) 3)辅助谐振电感L1和主谐振电容C1

辅助谐振电感L1和主谐振电容C1的确定要考虑到开关管S1的电流和电压应力。图4为不同L1时的开关管

S1的电流应力di/dt特性，图5为不同C1时的开关管S1的电压应力dv/dt特性。依据图4和图5，结合S1的电流和电压应力，选取C1=20 nF，L1=3 μH。C1和L1的选取满足式(24)的要求。

图4 L1的di/dt特性 Fig.4 di/dt characteristics of the L1

图5 C1的dv/dt特性 Fig.5 dv/dt characteristics of the C1

4)依据轻负载（Ro=160）时的软开关条件式（19）有：

第11期 褚恩辉 等：基于无源辅助谐振换流的新型软开关变换器 2351

C111C⋅< (25) 1+C2L1C180C1CC⋅1<1

(26)

1+2L1C16 400

将C1、L1代入式(26)可得C2：

C2>2 5003=833.3 nF (27)

取C2=1 μF，在输出容量1~5 kW全范围内，S1可实现ZCS开通。

将上述求得的回路参数值代入S1的ZVS关断条件式

(17)有：

ToC1on≥V⋅C2⎛C1LILo+L1⋅⋅cos−11+C2⎜⎝−⎞C2⎟⎠

=0.572 μs (28) 1C式中：D=0.5，开关频率f=100 kHz的条件下，Ton=5 μs，充分满足式(28)：

5 实验结果价及特性评价

基于上述电路拓扑和分析，制作了20 kHz、5 kW IGBT原理样机。

输入电压Vin=200 V，输出电压Vo=400 V，输出容量范围Po=1~5 kW，开关管S1采用三菱

CM75DU-24H模块，输出整流二极管Do采用东芝30JL2C41，二极管D1、D2、D3采用日立DFM30F12，输入滤波电感Lo=5000 μH，辅助谐振电感L1=3 μH，主谐振电容C1=20 nF，辅助谐振电容C2=1 μF，输出平滑电容C2=2 000 μF。

5.1 开关管和输出整流二极管波形评价

图6是在输出容量1 kW时的开关管S1和输出整流二极管Do的电压和电流波形，图7、图8分别是在输出容量5 kW时的开关管S1和输出整流二极管Do的电压和电流波形。从波形中可以看到开关管和输出整流二极管没有电压和电流尖峰，并且di/dt，dv/dt小，减小了开关管的电压和电流应力，解决了输出二极管的反向恢复问题。在很宽的负载范围内，S1为ZCS开通、ZVS关断，

Do为ZVS开通、ZCS关断。实验结果与前面的理论分析结果相一致。

图6 S1、Do的电流和电压波形

Fig.6 Voltage and current waveforms of the S1 and Do (Po=1 kW)

图7 S1开通、关断时的电压和电流波形

Fig.7 Voltage and current waveforms of the S1 (Po=5 kW)

图8 Do开通、关断时的电压和电流波形

Fig.8 Voltage and current waveforms of the Do (Po=5 kW)

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图8 Do开通、关断时的电压和电流波形 Fig.8 Voltage and current waveforms of the Do (Po=5 kW)

5.2 效率评价

图9是相对于实验样机输出容量Po的综合实测效率特性。从图9的实测效率曲线可知，与以前硬开关变换器相比，软开关变换器在很宽的负载范围内可获得高效率，在额定输出容量(5 kW)时的效率为97%。该变换器在高输出容量范围内具有很高的电力变换效率特性。

图9 效率曲线 Fig.9 The efficiency curve

6 结 论

本提出了一种无源辅助谐振换流的新型软开关变换器电路拓扑，详细分析了该变换器的工作原理，给出了软开关实现条件和谐振网络的参数设计。通过理论分析和在5 kW原理样机的实验研究得出如下结论：1)通过采用简单的无源辅助谐振网络实现了开关管的软开关，消除了电压和电流交叠现象、降低了开关损耗；2)di/dt，dv/dt小，减小了开关管的电压和电流应力，同时也降低了硬开关PWM变换器引起的EMI问题、输出整流二极管的反向恢复问题；3)在5 kW原理样机上得到97%的实测高效率。该电路适宜大中功率的软开关变换器。

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作者简介

褚恩辉，2003年获日本山口大学电气工程专业博士学位，现为东北大学信息科学与工程学院副教授，硕士生导师，主要研究方向为现代电力电子及应用，高频软开关电力变换系统及其控制。 E-mail: chuenhui2008jp@yahoo.com.cn

Chu Enhui received PhD from Yamaguchi University of Japan in 2003. He is an assistant professor and supervisor for M.S student in College of Information Science & Engineering, Northeastern University. His main research interests include advanced power electronics and its application, high frequency switching power convertion system and its control.

刘秀翀，1992年于南京理工大学获得学士学位，2004年于东北大学获得硕士学位，2009年于东北大学获得博士学位，现为东北大学讲师，主要研究方向为电力电子与电力传动。

E-mail: liuxiuchong@mail.neu.edu.cn

Liu Xiuchong received MSc and Ph.D degrees in control theory and control engineering both from Northeastern Univer-sity, Shenyang, China, in 2004 and 2009, respectively. He is a lecturer in College of Information Science and Engineering, Northeastern University, Shenyang, China. His research inter-ests include power electronics and electrical drives.